KW-RX Uwe Leisterer

"Old Style" Kurzwellenempfänger" - ohne Mikrocontroller

von Uwe Leisterer, DG2BAN

Wie schön, das es das noch gibt im Zeitalter von SDR und µC: Ein analoger Kurzwellen-Empfänger mit AM, LSB und USB, der ohne Mikrocontroller auskommt und auf Logik-IC setzt. Zur Frequenzanzeige dienen fünf 7-Segment-Anzeigen. Hier die Eckwerte des RX, der auf vier Platinen daherkommt:

Es folgt ein längerer Text, der die Schaltung vom Antenneneingang bis zum NF-Verstärker sehr detailliert beschreibt. Das ermöglicht dem erfahrenenen (Hobby-)Elektroniker, die Schaltung zu verstehen und mögliche Falschbestückungen beim Aufbau er erkennen und die Signale der einzelnen Stufen zu interpretieren. Wer sich die Mühe macht, den Text durchzuarbeiten, wird mit einem detaillieren Verständnis der Schaltung belohnt.

Vorkreis

Auf dieser Platine kommt das Empfangssignal von der Antenne an der 2er Stiftleiste J1 (Antenne) an. Das Empfangssignal wird hier vorselektiert, verstärkt und verlässt die Platine wieder über die 2er Stiftleiste J2 in Richtung Mischer. Auf der PLL-Platine kommt das so behandelte Signal an der dortigen 2er Stiftleiste J4 (RF) an.

Bild: Ausschnitt aus dem Schaltbild der fünfzügigen Vorkreisplatine. Hier die beiden obersten Filterzüge.

Für die beiden Verbindungen wird ebenfalls ein abgeschirmtes Kabel verwendet. Bei der Verbindung zwischen Vorkreis-Platine und PLL-Platine ist es das gleiche einheitliche Kabel, welches auch zwischen PLL-Platine und ZF_NF-Platine benutzt wird. Bei der Verbindung zwischen Vorkreis-Platine und Antenne gibt es keinen zweiten eigenen Stecker, sondern das Kabel ist direkt an eine 3,5-mm-Einbau-Klinkenbuchse angelötet, welche in die Gehäuse-Rückwand eingeschraubt ist. Es sollten unsymmetrische Antennen verwendet werden mit einer Impedanz um 200 Ohm. Welche Impedanz die einzelnen Eingänge und Ausgänge haben, weiß ich nicht, weil ich es nicht messen kann. Das Gleiche gilt für die Antennen.

Mit diesem Empfänger soll ein Empfangsbereich von 0 kHz bis ca. 35 MHz überstrichen werden. Die Vorselektion eines schmalen Bereiches aus diesem Frequenzspektrum soll die Vorkreis-Platine übernehmen. Die Spiegelfrequenz liegt wegen der Zwischenfrequenz von 9 MHz 18 MHz oberhalb der Empfangsfrequenz, solange der VCO auf der PLL-Platine oberhalb der Empfangsfrequenz liegt. Sobald der VCO auf der PLL-Platine unterhalb der Empfangsfrequenz liegt, befindet sich die Spiegelfrequenz 18 MHz unterhalb der Empfangsfrequenz. Die Abstimmung soll mit Kapazitätsdioden erfolgen. Da mit den verfügbaren Kapazitätsdioden kein derartiger Frequenzbereich abgedeckt werden kann, wird die Verstärkung und Vorselektion in 5 Bereiche unterteilt:

Bereich I: 17...35 MHz
Bereich II: 10...20 MHz
Bereich III: 2...12 MHz
Bereich IV: 0,6...3 MHz
Bereich V: 0...0,8 MHz

Bild: Bestückungsplan der Vorkreisplatine

Die Nummerierung beginnt mit dem höchsten Frequenzbereich, weil ich mich beim ersten Aufbau mit Lochrasterplatinen auch von den hohen zu den niedrigen Frequenzen vorgearbeitet habe. Der Bereich V hat ein so hohes Frequenzvariations-Verhältnis, dass er nicht mehr als abstimmbarer Bereich ausgeführt wird, sondern mit einem Tiefpass realisiert wird.

Jedem Bereich wird ein selektiver Verstärkerzug zugewiesen. Dieses Konzept erfordert eine Umschaltung von Antenneneingang und Mischereingang auf die verschiedenen Verstärkerzüge. Das ist mit konventionellen Schaltern für den HF-Bereich nicht so gut zu machen. Daher wird die Umschaltung mit Dioden bewerkstelligt.

Umschaltung des Antenneneingangs auf die Verstärkerzüge

Nun wird die Umschaltung von Antenneneingang auf die verschiedenen Verstärkerzüge beleuchtet. Dazu ist es ratsam, das Schaltbild der Platine komplett auszudrucken und neben die Tastatur zu legen. Dann können Sie der Beschreibung besser folgen. Das Schaltbild oben zeigt ja nur zwei Züge. Zur Vermeidung von konventionellen Schaltern für den HF-Bereich wird die Umschaltung mit Dioden bewerkstelligt. Da hier kein gemeinsamen Verstärker vorhanden ist, gibt es auch keinen Verbraucher, der bei jeder Schalterstellung von I bis V in Betrieb ist, so dass damit keine gemeinsame Stromversorgung der Vorkreis-Platine Vorkreis2 mit den dauerhaften Versorgungsspannungen +5V, +5V_HF, +12V und +30V von der Frontplatine notwendig ist. Statt dessen erhält die Vorkreis-Platine nur geschaltete Versorgungsspannungen von +12V. Diese kommen über die 20-Pin Stiftleiste J3 (Steuer-Presel). Es handelt sich um die Spannungen PLUS_I, PLUS_II, PLUS_III, PLUS_IV und PLUS_V. Der Schalter, welcher diese Umschaltung ausführt, sitzt auf der Frontplatte. Er wird später beschrieben. Nur soviel soll jetzt schon gesagt sein: Er schaltet jeweils nur eine der 5 Spannungen ein. Er ist mit dem Namen "Bereich" gekennzeichnet.

Zunächst einmal die Umschaltung der Antenneneingänge der verschiedenen Verstärkerzüge: Der Eingang des Verstärkerzuges I liegt über D18 (1N4148) am Antenneneingang J1 (Antenne), Verstärkerzug II über D13 (1N4148) an J1, Verstärkerzug III über D8 (1N4148) an J1, Verstärkerzug IV über D3 (1N4148) an J1 und Verstärkerzug V über D1 (1N4148) am Antenneneingang J1 (Antenne).

Nur eine der 5 Dioden erhält an ihrer Anode eine durch 2 1-kOhm-Widerstände eine der Spannungen PLUS_I, PLUS_II, PLUS_III, PLUS_IV und PLUS_V. Das ist diejenige Diode, welche an dem einen aktiven, also spannungsversorgten Verstärkerzug, hängt. An den Verbindungspunkten der beiden 1-kOhm-Widerstände liegen Abblockkondensatoren, die verhindern sollen, dass es zu Übersprechen zwischen Versorgungsspannung und Antennensignal untereinander kommt. Alle der 5 Dioden liegen gemeinsam mit ihren Kathoden an dem Widerstand R4 (4,7 kOhm) an Masse. Auf diese Weise kann ein Durchlassstrom durch die an Spannung gelegte Diode fließen. Das wiederum bewirkt einen kleinen differentiellen Widerstand der stromdurchflossenen Diode. Das bedeutet, dass Signalspannungen vom Antenneneingang J1 (Antenne) über den Kondensator C57 (470 nF) zu dem einen aktiven, also spannungsversorgten Verstärkerzug, fließen können. Durch den Diodenstrom entsteht ein Spannungsabfall an dem Widerstand R4 (4,7 kOhm) gegen Masse.

Die Plus-Speisung der übrigen 4 Verstärkerzüge, welche nicht spannungsversorgt sind, sinkt schnell auf niedrigere Werte als der Spannungsabfall an dem Widerstand R4 (4,7 kOhm) gegen Masse. Das bedeutet, dass ihre Eingangsdioden in Sperrichtung gepolt sind. Das wiederum bewirkt einen großen differentiellen Widerstand der Eingangsdioden. Das bedeutet, dass Signalspannungen vom Antenneneingang J1 (Antenne) über den Kondensator C57 (470 nF) nicht zu den inaktiven, also ausgeschalteten Verstärkerzügen, fließen können.

Nun beschreibe ich die Umschaltung zum Ausgang zum Mischer von den verschiedenen Verstärkerzügen der Vorkreisplatine. Auch hier wird die Umschaltung mit Dioden bewerkstelligt. Der Ausgang des Verstärkerzuges I liegt über D19 (1N4148) am Ausgang zum Mischer J2 (Mischer). Der Ausgang des Verstärkerzuges II liegt über D17 (1N4148) am Ausgang zum Mischer J2 (Mischer). Der Ausgang des Verstärkerzuges III liegt über D12 (1N4148) am Ausgang zum Mischer J2 (Mischer). Der Ausgang des Verstärkerzuges IV liegt über D7 (1N4148) am Ausgang zum Mischer J2 (Mischer). Der Ausgang des Verstärkerzuges V liegt über D2 (1N4148) am Ausgang zum Mischer J2 (Mischer).

Nur eine der 5 Dioden erhält an ihrer Anode über Widerstände eine der Spannungen PLUS_I, PLUS_II, PLUS_III, PLUS_IV und PLUS_V. Das ist diejenige Diode, welche an dem einen aktiven, also spannungsversorgten Verstärkerzug, hängt. Bei den Verstärkerzügen I bis IV ist dieser Widerstand nur ein einzelner 1-kOhm-Widerstand, weil bei diesen Verstärkerzügen der Ausgang eine Sekundärwicklung ohne galvanische Verbindung zur übrigen Schaltung ist. Die eine Seite der Sekundärwicklung, welche HF-mäßig auf Masse liegen soll, ist der Verbindungspunkt zum 1-kOhm- Widerstand. Dort ist auch die Plus-Seite der Abblockkondensatoren, die verhindern sollen, dass es zu Übersprechen zwischen Versorgungsspannung und Verstärkersignal untereinander kommt.

Bei dem Verstärkerzug V bestehen die Widerstände aus einer Kombination aus einem 220-Ohm- Widerstand und einem 1-kOhm-Widerstand. Am Verbindungspunkt dieser beiden liegt der Abblockkondensator, der die gleiche Funktion hat wie derjenige bei den übrigen Verstärkerzügen. Alle 5 Dioden liegen gemeinsam mit ihren Kathoden an dem Pin 2 von J2 (Mischer). Die Verbindung zwischen Vorkreis-Platine und PLL-Platine wird über das gleiche einheitliche Kabel, das ich überall verwende, durchgeführt. Damit ist Pin 2 von J2 (Mischer) mit Pin 2 von der Stiftleiste J4 (RF) auf der PLL-Platine PLL2 verbunden. Dort geht es zum Widerstand R36 (5,6 kOhm), welcher an Masse liegt. Auf diese Weise kann ein Durchlassstrom durch die an Spannung gelegte Diode fließen. Durch den Diodenstrom entsteht ein Spannungsabfall an dem Widerstand R36 (5,6 kOhm) gegen Masse. Das wiederum bewirkt einen kleinen differentiellen Widerstand der stromdurchflossenen Diode. Das bedeutet, dass Signalspannungen von dem einen aktiven, also spannungsversorgten Verstärkerzug, zum Ausgang zum Mischer J2 (Mischer) über den Kondensator C29 (4,7 nF) zu dem Pin 11 des multiplikativen Mischers IC19 (SO42P) auf der PLL-Platine fließen können. Pin 13 des Mischers liegt über C18 (100 nF) an Masse. Pin 11 und Pin 13 bilden den symmetrischen Mischeingang.

Die Plus-Speisung der übrigen 4 Verstärkerzüge, welche nicht spannungsversorgt sind, sinkt schnell auf niedrigere Werte als der Spannungsabfall an dem Widerstand R36 (5,6 kOhm) auf der PLL-Platine gegen Masse. Das bedeutet, dass ihre Ausgangsdioden in Sperrichtung gepolt sind. Das wiederum bewirkt einen großen differentiellen Widerstand der Ausgangsdioden. Das bedeutet, dass Signalspannungen vom Ausgang zum Mischer J2 (Mischer) nicht zu den Ausgängen der inaktiven, also ausgeschalteten Verstärkerzüge, fließen können. Diese ausgeschalteten Verstärkerzüge könnten sonst das verstärkte Ausgangssignal des aktiven Verstärkerzuges weitgehend kurzschließen und die Eingangsempfindlichkeit des Empfängers herabsetzen. Den gleichen Effekt würden die ausgeschalteten Verstärkerzüge auch am Eingang des aktiven Verstärkerzuges haben, wenn die Schaltdioden am Eingang nicht wären.

Die Verstärkerzüge I bis IV der Vorkreis-Platine

Es folgt die Beschreibung der Eingänge der Verstärkerzüge I bis IV, welche mit abstimmbaren Resonanzkreisen bestückt sind. Über je einen Koppelkondensator, der die Gleichspannung der Umschaltdioden abtrennt, gelangt das Antennensignal zum Eingang jedes der Verstärkerzüge I bis IV, welcher durch die Anzapfung auf der Primärseite der Resonanzkreise L_X_A gebildet wird, wobei das "X" für eine der römischen Zahlen I bis IV steht, welche zur Nummerierung der Bereiche I bis IV verwendet werden. Dabei ist das kalte Ende der Schwingkreise immer auf Masse.

Der Anschluss an die Anzapfung wird aus Gründen der Anpassung verwendet. An diesem Punkt ist die Eingangsimpedanz viel niedriger als am heißen Ende des Schwingkreises und besser angepasst an die Antenne. Genaue Zahlenwerte kann ich leider nicht angeben. Das bedeutet demnach für die vier Verstärkerzüge:

Bereich I:

Über C49 (100 nF) gelangt das Antennensignal zur Anzapfung der Primärspule vom HF-Trafo L17 (L_I_A), welche zusammen mit D20 (BB304) den Resonanzkreis am Eingang des Verstärkerzuges I bildet.

Bereich II:

Über C44 (100 nF) gelangt das Antennensignal zur Anzapfung der Primärspule vom HF-Trafo L13 (L_II_A), welche zusammen mit D14 (BB304) den Resonanzkreis am Eingang des Verstärkerzuges II bildet.

Bereich III:

Über C34 (100 nF) gelangt das Antennensignal zur Anzapfung der Primärspule vom HF-Trafo L9 (L_III_A), welche zusammen mit D9 (BB112) und C35 (100 nF) den Resonanzkreis am Eingang des Verstärkerzuges III bildet.

Bereich IV:

Über C24 (100 nF) gelangt das Antennensignal zur Anzapfung der Primärspule vom HF-Trafo L5 (L_IV_A), welche zusammen mit D4 (BB112) und C25 (100 nF) den Resonanzkreis am Eingang des Verstärkerzuges IV bildet.

Die gemeinsame Abstimmspannung für sämtliche Schwingkreise aller Verstärkerzüge erhält die Vorkreis-Platine über die 20-Pin Stiftleiste J3 (Steuer-Presel). Das ist möglich aufgrund des hohen Eingangswiderstandes der Abstimmdioden für die Abstimmspannung. Diese kann auch bequem am Testpunkt TP11 (U_Abst) gemessen werden. Um eine unerwünschte Verkopplung aller Schwingkreise zu vermeiden, wird vor jede Abstimmdiode noch einmal ein Widerstand von 47 kOhm geschaltet.

to be continued...

PLL2: PLL- und Mischerplatine

Auf dieser Platine befindet sich der PLL-Generator für die Mischung des Signals aus der Empfangsfrequenz in das ZF-Band (9 MHz). Die Stromversorgung der Platine erfolgt über die 20-Pin Stiftleiste J2 (STEUER-PLL) mit 5V, 5V_HF, 12V und 30V. Das vorgefilterte Antennensignal gelangt an die 2Pin-Stiftleiste J4 (RF). Dann durchläuft es das Misch-IC IC19 (SO42P). Nach der Konversion auf 9 MHz verlässt das Signal die PLL-Platine an der 2-Pin-Stiftleiste J3 (ZF). Ich habe die Stiftleisten so eingelötet, dass Pin 1 immer auf Masse liegt. Es handelt sich um verpolungssichere 2er Stiftleisten. So kann man immer einheitliche Kabel verwenden.

Schaltbild PLL-Platine

Abb.: Das Bild kann nur einen groben Überblick über das Schaltbild der umfangreichen PLL-Platine geben. Im Downloadbereich können Sie das Schaltbild in guter Qualität (300dpi) einsehen, ausdrucken und neben die folgende Beschreibung legen.

Das Misch-IC (IC19) wird an Pin 7 und 8 extern durch den Oszillator aus T10 (BF245A) und L1 angesteuert. Das habe ich deshalb so gemacht, weil man mit dem IC nur einen symmetrischen Oszillator bauen kann. Das wäre ungünstig für die Kapazitätsdioden-Ansteuerung mit D4 (BB130). Die Rückkopplung müsste über Kondensatoren erfolgen, was den Ziehbereich des Oszillators einschränken würde. So, wie der Oszillator jetzt ist, hat er einen Ziehbereich von 1 : 3,5. Damit deckt man einen Frequenzumfang von 8,9 MHz bis 32 MHz ab. Durch die separate Wicklung kann der unsymmetrische Oszillator das symmetrische Misch-IC symmetrisch angesteuert werden. Neben dem Misch-IC muss der Oszillator zusätzlich die PLL-Schaltung ansteuern. Diese füllt den Rest der PLL2-Platine aus. Um den Oszillator möglichst wenig durch den PLL-Eingang zu stören, habe ich sein Signal am Drain ausgekoppelt, an dem ein kleiner Widerstand (R32) hängt (56 Ohm). Das Signal wird durch den Puffer T11 verstärkt, bevor es in den Dezimalzähler IC11 (74LS90) eintritt. An dessen Ausgang Pin 11 erscheint das Oszillatorsignal mit einem Zehntel der Originalfrequenz und ist rechteckig mit TTL-Pegel. Das kann man bequem am Testpunkt T4 (FO/10) messen.

Nun folgt der programmierbare Zähler, der aus den dezimalen Aufwärts-/Abwärts-Zählern IC1,2,5,6 und 7 (74LS192 = UP/DOWN BCD Decade Counter) besteht. Die Zählimpulse aus IC11 (74LS90) bewirken, dass der programmierbare Zähler im Takte von 1/10 der Oszillatorfrequenz von 99999 rückwärts bis 0 zählt und dann wieder bei 99999 beginnt. Das Umschalten von 0 auf 99999 bewirkt einen negativen Impuls an Pin 13 von IC7 (74LS192). Es wird also nur die Abwärts-Zählfunktion von den ICs 1,2,5,6 und 7 genutzt. Diese Zähl-ICs können aber noch mehr als nur zählen. Durch einen negativen Impuls an Pin 11 kann der Zählerstand von einer externen BCD-Quelle in den Zählerstand der 5 ICs 1,2,5,6 und 7 übernommen werden. Wenn der Zählerstand der externen BCD-Quelle beispielsweise 12345 ist, springt der programmierbare Zähler beim nächsten Nulldurchgang nicht auf 99999, sondern auf 12345. Der negative Impuls an Pin 13 von IC7 steuert unter anderem Pin 11 aller dezimalen Aufwärts-/Abwärts-Zählern IC1,2,5,6 und 7. Mit dem Zählerstand der externen BCD-Quelle kann man also festlegen, wieviel Eingangsimpulse in den Zähler hineingehen müssen (Pin 4 von IC1), bis aus Pin 13 von IC7 ein Impuls herauskommt. Der Zählerstand der externen BCD-Quelle wird über eine weitere 20-Pin Stiftleiste herausgeführt (=J1 (ANZEIGE)), zur Betrachtung für den Benutzer. Die Rückführung des negativen Impulses an Pin 13 von IC7 muss so schnell gehen, dass der Zählerstand der externen BCD-Quelle übernommen wird, bevor der nächste Zählimpuls an Pin 11 von IC11 erscheint.

Pin 13 von IC7 (74LS192) ist ein Ausgang, der 5 Eingänge treiben muss. Es gibt allerdings eine wechselseitige Beziehung zwischen Ausgang und Eingang. Die Übernahme des externen Zählerstandes erfolgt durch eine negative Flanke an Pin 11. Die Fortsetzung der Zählung kann aber nur erfolgen, nachdem Pin 11 wieder positiv geworden ist. Erst nach einem Zählimpuls gibt es wieder eine positive Flanke an Pin 13 von IC7. Wenn Pin 13 von IC7 direkt an den Pins 11 hängen würde, würde sich der gesamte Zähler selbst hemmen. Mit anderen Worten: Pin 13 wartet auf ein "High" an Pins 11 und die Pins 11 warten auf ein "High" an Pin 13. Deshalb wurde der Impulsverstärker T1 und 2 eingeführt. Er macht aus einer negativen Flanke an Pin 13 einen negativen Nadelimpuls an den Pins 11. Dann kann der Zähler ohne Halt weiterarbeiten.

PLL-Platine

Abb.: PLL2-Platine im Format einer Europakarte, dargestellt in EAGLE.

Der negative Impuls aus dem Impulsverstärker T1/T2 wird für den ersten Eingang des frequenzsensitiven Phasendetektors verwendet. Er besteht aus den ICs 13,14,15 und 16. Es handelt sich um 2 4fach Nand-Gatter mit je zwei Eingängen (4011= IC13 und 14) und 2 2fach Nand-Gatter mit je 4 Eingängen (4012= IC15 und 16). Man hätte auch einen 4046 nehmen können, aber ich habe mit der diskreten Version bessere Erfahrung gemacht. An den zweiten Eingang des frequenzsensitiven Phasendetektors lege ich ein 100-Hz-Signal aus der Zeitbasis an.

Sie besteht aus den ICs 17 und 20, sowie dem Quarz Q1 = 3,2768 MHz. Der Frequenzteilerbaustein IC17 (4060) regt den Quarz zum Schwingen auf 3,2768 MHz an. Am Ausgang Pin 3 (Q14) liegt eine um 16384 herunter geteiltes Frequenz an, als Rechtecksignal mit 200 Hz. Diese Frequenz wird noch einmal mit Hilfe von IC20 durch 2 geteilt, und man erhält an Pin 5 und 2 100 Hz, welche zu frequenzsensitiven Phasendetektor gelangt. Das Signal wird noch einmal von IC20 durch 2 geteilt, und man erhält an Pin 9 und 12 50 Hz, welche für die externe Frequenzwahl benötigt werden. Am Ausgang von Pin 13 (Q9) liegt eine um 512 herunter geteiltes Frequenz als Rechtecksignal mit 6,4 kHz an, welches ebenfalls für die externe Frequenzwahl benötigt wird.

Am Ausgang des frequenzsensitiven Phasendetektors folgt die Ladungspumpe T3/T4. Sie arbeitet wie ein Tri-State-Ausgang. Wenn das heruntergeteilte Oszillatorsignal mit der Phase voreilt, öffnet IC16A T4 (BC558C) und die Ausgangsspannung am Mittelpunkt R11/R12 erhöht sich. Wenn das heruntergeteilte Oszillatorsignal mit der Phase nachhinkt, öffnet IC16B T3 (BC548C) und die Ausgangsspannung am Mittelpunkt R11/R12 erniedrigt sich. Dieses Signal könnte schon auf ein Schleifenfilter gegeben werden. Da ich aber eine Abstimmspannung von 0...30V haben möchte, und das Ausgangssignal nur von 0...5V läuft, habe ich ein aktives Schleifenfilter T5/T6/T7 (BC550C) mit 30V Betriebsspannung vorgesehen. Das Filter arbeitet ähnlich wie ein Miller-Integrator. Das durch diesen Verstärker invertierte Signal gelangt nun auf die VCO-Abstimmdiode D4 und hält den VCO auf der korrekten Frequenz fest. Die Abstimmspannunng kann man bequem am Testpunkt TP1 (U_ABST) messen. Der Testpunkt TP2 (GND) hat Massepotential.

Es gibt noch einen zweiten Ausgang des frequenzsensitiven Phasendetektors (IC13B). Er geht auf Low, sobald die Ladungspumpe im Tri-State-Zustand ist, also weder T3 (BC548C) noch T4 (BC558C) eingeschaltet ist. Das ist der Fall in eingerasteten Zustand. Die Transistoren sind dann höchstens mal einen infinitesimal kleinen Impuls lang an. Sobald auch nur einer eingeschaltet ist, geht der zweiten Ausgang des frequenzsensitiven Phasendetektors (IC13B) auf High. Beim ausgerasteten Zustand sind die Phasen des eingeschalteten Zustandes der Transistoren etwa so lang wie die Phasen des ausgeschalteten Zustandes der Transistoren. Das Verhältnis der Zustände Ein-/Ausgeschaltet, ablesbar am Low/High Pegel von IC13B, kann als Indikator dafür dienen, ob die PLL eingerastet ist oder nicht.

Dabei gilt:

Diese Funktion übernimmt die Schaltung T8/T9 (Lock-Indikator), also eine Anzeige für den eingerasteten Zustand der PLL. Im eingerasteten Zustand leuchtet die LED D3 (LOCK). Der Kondensator C9 (10µ/16V) wird auch schon bei sehr kurzen High-Impulsen (eingeschaltet) über die Diode D2 (1N4148) aufgeladen. Dagegen entlädt er sich nur langsam wieder über R23/R24/R25 während der Low-Phasen (ausgeschaltet).

Nun beschreibe ich die externe BCD-Quelle, die den programmierbaren Zähler, der aus den dezimalen Aufwärts-/Abwärts-Zählern IC1,2,5,6 und 7 (74LS192) besteht, ansteuert. Diese Zähl-ICs (74LS192) können aber noch mehr als zählen. Durch einen negativen Impuls an Pin 11 kann der Zählerstand von einer externen BCD-Quelle in den Zählerstand übernommen werden. Der Zählerstand muss als BCD-Signal an den Pins A (Pin15), B (Pin1), C (Pin10), D (Pin9) vorliegen. Das kleinste Bit liegt an A, das größte an D. Weiterhin geben diese Zähl-ICs auch ihren aktuellen Zählerstand an den Pins QA (Pin2), QB (Pin3), QC (Pin6), QD (Pin7) aus. Diese Zähl-ICs sind auch als CMOS-Version erhältlich. Dort heißen sie 40192.

Die Beschaltung und das Gehäuse sind gleich. Aus fünf ICs (40192) wird die BCD-Quelle gebildet (IC3,4,8,9 und 10). Der Zählerstand dieser ICs wird auf den Eingang des programmierbaren Zählers IC1,2,5,6 und 7 (74LS192) gegeben. Zugleich wird dieser Zählerstand auch über die 20-Pin Stiftleiste J1 (ANZEIGE) ausgegeben. Er geht über ein 20adriges Flachbandkabel zur Frontplatine und wird dort mit LED-Anzeigen angezeigt. Bei jedem Nulldurchgang des programmierbaren Zählers wird der Inhalt der BCD-Quelle in den programmierbaren Zähler übernommen. Dort werden nur die Eingänge genutzt, bei der BCD-Quelle lediglich die Ausgänge. Im Gegensatz zum programmierbaren Zähler werden die Zählerstände bei der BCD-Quelle aufwärts und abwärts gezählt. Das kann als einzelne Schritte über den Monovibrator IC18 oder mit einer Rechteckschwingung erfolgen.

Wichtig beim Zählen ist: Aufwärtszählen erfolgt an Pin 5, Abwärtszählen an Pin 4. Bei jeder Zählrichtung muss die jeweils andere Zählrichtung auf High sein. Gezählt werden positive Impulsflanken. Grundsätzlich ist jeder nicht benutzte Zähleingang auf High. Der Aufwärtsübertrag Pin 12 geht auf den Aufwärts-Zähleingang des folgenden ICs, also Pin 5. Der Abwärtsübertrag Pin 13 geht auf den Abwärts-Zähleingang des folgenden ICs, also Pin 4. Die Überträge sind den Erfordernissen der Zähleingänge angepasst, d.h. im unbenutzten Fall sind sie High. Das Ändern der Zählerstände erfolgt über die 20-Pin Stiftleiste J2 (STEUER-PLL), die zur Frontplatine geht, an der wiederum die Tasten angeschlossen sind. Zum schrittweisen Aufwärtszählen wird Pin 1 von J2 auf Masse gezogen. Der Monovibrator IC18B soll die Wirkung vom Prellen der Tasten unterdrücken. Der Ausgang steuert Pin 5 von IC3 (aufwärts).

Zum schrittweisen Abwärtszählen wird Pin 2 von J2 auf Masse gezogen. Der Monovibrator IC18A soll Tastenprellen unterdrücken. Der Ausgang steuert Pin 4 von IC3 (abwärts). Zum langsamen Zählen wird an Pin 6 von J2 ein 50-Hz-Rechtecksignal aus der Zeitbasis gelegt.

Zum langsamen Aufwärtszählen wird an J2 Pin 6 mit Pin 3 verbunden. Damit wird Pin 5 von IC3 (aufwärts) angesteuert und der Monovibrator umgangen. Zum langsamen Abwärtszählen wird an J2 Pin 6 mit Pin 4 verbunden. Damit wird Pin 4 von IC3 (abwärts) angesteuert und der Monovibrator umgangen.

Zum schnellen Zählen wird an Pin 5 von J2 ein 6,4-kHz-Rechtecksignal aus der Zeitbasis gelegt. Zum langsamen Aufwärtszählen wird an J2 Pin 5 mit Pin 3 verbunden. Damit wird Pin 5 von IC3 (aufwärts) angesteuert und der Monovibrator umgangen. Zum langsamen Abwärtszählen wird an J2 Pin 5 mit Pin 4 verbunden. Damit wird Pin 4 von IC3 (abwärts) angesteuert und der Monovibrator umgangen.

Mit C33 und R10 wird die externe BCD-Quelle, der Aufwärts- und Abwärtszähler zum Zeitpunkt des Einschaltens auf Null gesetzt. Sonst steht er dann irgendwo und mus erst lange auf die richtige Frequenz bewegt werden. Die PLL arbeitet mit einer Vergleichsfrequenz von 100 Hz. Das bedeutet, sie ist dann im ausgeglichenen Zustand, wenn am Testpunkt TP4 (FO/10) eine Frequenz anliegt, die 100 Hz multipliziert mit dem Inhalt der externen BCD-Quelle ist. Wenn beispielsweise die BCD-Quelle einen Inhalt von 12345 hat, liegen am Testpunkt T4 (FO/10) 100 Hz mal 12345 an, also 1,2345 MHz. Da sich davor noch der Dezimalteiler IC11 (74LS90) befindet, muss der VCO 12,345 MHz liefern. Bei dem IC11 (74LS90) muss man darauf achten, dass die maximale Zählfrequenz in dieser Konfiguration ca. 32 MHz ist. Sobald der VCO mal eine höhere Frequenz als 32 MHz erzeugt, kommt die PLL aus dem Tritt.

Der Kern in der Spule T10 muss also so eingestellt werden, dass auch bei einer Abstimmspannung von 30 V die 32 MHz nie erreicht werden, höchstens 31,5 MHz. Leider habe ich bei meinem Konzept die Lock-Diode nicht auf die Frontseite gelegt, sonst könnte ich bequem kontrollieren, bis zu welcher Frequenz die PLL eingerastet ist.

Bild Spulen

Bild: Das Foto zeigt den Grundaufbau der Spulen, wie sie allgemein in diesem Empfänger verbaut wurde. Man muss von oben auf das Footprint sehen, und es so drehen, dass die Seite mit den drei Kontakten nach links zeigt. Dann startet die Nummerierung von links unten im Uhrzeigersinn bis nach rechts unten in folgender Weise 1, 2, 3, 4, 6. Die Seite mit den drei Kontakten hat also die Nummerierung 1, 2, 3. Die Seite mit den zwei Kontakten, die nach rechts zeigt, hat die Nummerierung 4 und 6. Die Halterungen von der Metallhaube zeigen nach oben und unten. Die Halterungen der Metallhaube die Pin-Nr. 7 und 8 im EAGLE-Device.

Ansicht Spulen

Bild: Die Abbildung zeigt die beiden Spulen, die auf der PLL-Platine enthalten sind. Es handelt sich um die Spulen L1 und IFT1.

Die Spulen ohne eigenen Resonanzkondensator haben als Prefix ein L und diejenigen mit eigenem Resonanzkondensator als Prefix ein IFT. Die Spulenkörper weisen vier Wicklungskammern auf. Die Spulen haben immer drei Wicklungen, so dass meistens die vierte Wicklungskammer frei bleibt. Der Spulenkörper hat eine Rinne, in der die Zuleitungen zu einer Wicklungskammer frei laufen können, ohne von der Wicklung der darüberliegenden Wicklungskammer gedrückt zu werden. Die Seite mit den drei Kontakten gehört meistens zu einer Wicklung mit Anzapfung, die zu dem mittleren Kontakt (Pin 2) geht. Die Halterungen von der Metallhaube liegen immer auf Masse. Die Wicklungsrichtung ist egal, die Hauptsache ist, es werden alle Wicklungen zur nächsthöheren Nummer nur in eine Richtung gewickelt.

Es wird Wicklungsdraht 0,1 mm CuL verwendet. Zur Verbindung wird das Drahtende einfach um den Anschlussstift gewickelt und dann eine Zeit lang mit dem Lötkolben erhitzt, bis es nicht mehr raucht. Dann ist die Lackisolierung verbrannt. Die Reste der Isolierung kann man einfach von der Lötstelle abkratzen.

Oszillatorspule L1

Zuerst wird die Wicklung 3 (1 Windung) auf die oberste Wicklungskammer gewickelt. Sie verlöten diese an Pin 4 und Pin 6. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite von Pin 4 und 6 laufen. Dann wird die Wicklung 1 (4 Windungen) auf die zweitoberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 1 zu Pin 2. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite der Pins 1 bis 3 laufen. Schließlich wird die Wicklung 2 (3 Windungen) auf die drittoberste Wicklungskammer gewickelt. Sie verläuft von Pin 2 zu Pin 3. Die Zuleitungen müssen halbwegs durch die Rinne auf der Seite der Pins 1 bis 3 verlaufen.

1. ZF-Spule IFT1 (9MHz/1)

Zuerst wird der Kondensator (120 pF) in die Mulde im Spulenfuß eingelegt. Die beiden Anschlüsse werden mit Pin 1 und Pin 3 verbunden. Dann wird die Wicklung 1 (7 Windungen) auf die oberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 1 zu Pin 2. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite von Pin 1 bis Pin 3 verlaufen. Dann wird die Wicklung 3 (2 Windungen) auf die zweitoberste Wicklungskammer aufgewickelt. Sie geht von Pin 4 zu Pin 6. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite der Pins 4 und 6 laufen. Schließlich wird die Wicklung 2 (7 Windungen) auf die drittoberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 2 zu Pin 3. Die Zuleitungen müssen halbwegs durch die Rinne auf der Seite der Pins 1 bis 3 laufen.

Die Spulen können erst abgeglichen werden, nachdem alle Platinen aufgebaut wurden. Man benötigt dazu Frequenzzähler und Messsender.

Die ZF-NF-Platine

Die ZF-NF-Platine ZF_NF2 hat wie die PLL-Platine die Maße einer Europakarte. Hier ein Überblick über das Schaltbild:

Auf dieser Platine wird das ZF-Signal verstärkt und demoduliert. Die demodulierten Signale werden als NF zur Lautstärkeregelung ausgegeben, anschließend verstärkt und zum Lautsprecher ausgegeben. Diese Platine weist eine 20-Pin Stiftleiste auf, J4 (Steuer-ZF-NF).

Schaltbild Platine ZF-NF2

Bild: ZF-NF-Platine, der Schaltplan kann hier nur als Übersicht dargestellt werden. Details entnehmen Sie bitte dem Material, dass zum Download bereit steht.

Das ZF-Signal kommt von der PLL-Platine PLL2 über ein abgeschirmtes Kabel zur ZF_NF-Platine. Die Verbindung erfolgt über 2er Stiftleisten, auf die das Kabel mittels Federleisten aufgesteckt wird. Das ZF-Signal erscheint auf der PLL-Platine am Ausgang des Misch-ICs IC19 (SO42P). Dieses IC arbeitet multiplikativ, erzeugt also nur wenige Mischprodukte. Das 9-MHz-Mischprodukt wird mit dem Schwingkreis IFT1 (9MHz/1) herausgesiebt. An der Sekundärseite von IFT1 kann es an der 2poligen Stiftleiste J3 (ZF) abgenommen werden (Wickeldaten siehe oben). Auf der ZF_NF-Platine kommt das 9-MHz-Signal an der 2pol. Stiftleiste J1 (ZF) an.

Bestückung ZF-NF-Platine

Bild: Bestückungsplan der ZF-NF-Platine.

Dort durchläuft es das Quarzfilter X1 (9MXF24D). Für optimale Filterwirkung benötigt das Filter an den Anschlüssen eine Imprdanz von 980 Ohm + 18 pF. Die 18 pF werden von C1 und C2 dargestellt. R2 bildet zusammen mit der Eingangsimpedanz der ersten Stufe den ohmschen Anteil auf der Ausgangsseite. R1 bildet zusammen mit der Ausgangsimpedanz des Schwingkreises IFT1 (9MHz/1) den ohmschen Anteil auf der Eingangsseite. Die erste ZF-Stufe mit T1 (BF240) arbeitet nicht-selektiv, jedoch die zweite ZF-Stufe mit T2 (BF255) und dem Schwingkreis IFT1 (9MHz/2). Beide Stufen arbeiten in Emitterschaltung für maximale Verstärkung. Die Vorspannung V_REG erhalten sie über 39-kOhm-Widerstände (R4 und R9). Das ist eine variable Vorspannung zwischen 0,5 V und 3,4 V, womit die Verstärkung der Stufen eingestellt werden kann. Mit steigender Spannung steigt auch die Verstärkung. Diese sogenannte Regelspannung kann man am Testpunkt TP3 (V_REG) bequem gegen Masse messen. Der Testpunkt TP2 (GND) hat Massepotential.

Am Ausgang der zweiten ZF-Stufe mit T2 (BF255) liegt der Schwingkreis IFT1 (9MHz/2). Die hohe Ausgangsimpedanz von T2 wird mit dem Schwingkreis IFT1 (9MHz/2) heruntertransformiert, und das 9-MHz-Signal erscheint niederohmig an der Sekundärseite von IFT1. Die darauf folgenden Stufen mit T3 (BF240) und T4 (2N2369A) verstärken das 9-MHz-Signal so weit, dass es demoduliert werden kann. Sie werden nicht geregelt, weil es sonst zu Nichtlinearitäten bei hohen Eingangspegeln kommen kann. Das würde dann zu Verzerrungen bei der Wiedergabe des demodulierten Signals führen. Die beiden Stufen erzeugen ihre eigenen Vorspannungen selbst. Dabei wird auch eine Temperaturkompensation erreicht.

Zur Veranschaulichung: Erhöht sich der Strom durch T3, erniedrigt sich die Spannung an der Basis von T4. Dann ergibt sich eine kleinere Spannung am Emitter von T4, welche am Widerstand R12 (100 Ohm) abfällt. Dadurch bekommt T3 eine kleinere Spannung an der Basis, so dass sich der Strom durch T3 wieder erniedrigt. Ich habe die Spannung am Kollektor von T3 mit ca. 2 V gemessen. Das bewirkt etwa 13 mA Ruhestrom durch T4.

Die dritte ZF-Stufe mit T3 (BF240) arbeitet nicht-selektiv, jedoch die vierte. Am Ausgang der vierten ZF-Stufe mit T4 (2N2369A) liegt der Schwingkreis IFT2 (9MHz/3). An der Sekundärseite von IFT2 erscheint das 9-MHz-Signal in etwa mit der gleichen Spannung wie an der Anzapfung an seiner Primärseite (1 - 2), also vom Kollektor von T4 nach Masse.

Am Ausgang der vierten ZF-Stufe mit T4 (2N2369A) liegt der Schwingkreis IFT2 (9MHz/3). An der Sekundärseite von IFT2 erscheint das 9-MHz-Signal in etwa mit der gleichen Spannung wie an der Anzapfung an seiner Primärseite (1 - 2), also vom Kollektor von T4 nach Masse. Es hat jetzt eine so hohe Spannung, dass es demoduliert werden kann. Die eine Seite der Sekundärwicklung geht an Masse (Pin6), die andere Seite (Pin4) liefert die Signalspannung für den AM-Demodulator mit Regelspannungsgewinnung, das S-Meter und den SSB-Demodulator.

Zuerst beschreibe ich den AM-Demodulator: Damit auch noch kleinste ZF-Spannungen demoduliert werden können, habe ich eine Germaniumdiode D3 (AA112) verwendet, und diese auch noch mit einem Ruhestrom beaufschlagt. Die Diode habe ich so gepolt, dass die demodulierte Spannung negativ ist. Das ist einerseits notwendig, um den Ruhestrom durch die Diode schicken zu können, und andererseits vorteilhaft für die Gewinnung der Regelspannung. Für die AM-Demodulation ist es unerheblich, welche Polarität die demodulierte Spannung hat. Der Ruhestrom wird von der 12-V-Betriebsspannung mit den beiden in Serie liegenden Widerständen R33/R34 (27 kOhm/68kOhm) erzeugt.

Der Kondensator C27 (100p) wurde so gewählt, dass die gleichgerichtete Spannung auch bei den höchsten Modulationsfrequenzen noch der Hüllkurve des 9-MHz-Signals folgt.

Damit verbleiben allerdings noch ZF-Reste auf dem demodulierten Signal. Diese werden mit dem nachfolgenden Filter aus R32 (15 kOhm) und C30 (180 p) unterdrückt. Das demodulierte AM-Signal verlässt dann über den Koppelkondensator C31 (220 n) und die Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) die ZF_NF-Platine zur Lautstärkeregelung.Während die demodulierte Spannung hauptsächlich ein negatives Vorzeichen hat, ist die Spannung am Verbindungspunkt R33/R34 immer positiv, geht allerdings mit zunehmendem Betrag der demodulierten Spannung gegen 0 V. Damit die AM-Modulation diese Spannung nicht beeinflusst, glättet C32 (22µ/16V) diese Spannung. Diese Spannung ist als Regelspannung für die Vorstufen verwendbar. Siehe auch die email vom 15.9.15. Die Vorstufentransistoren T1 und T2 brauchen eine minimale Spannung von 0,5 V, um überhaupt verstärken zu können. Deshalb kann die demodulierte Spannung nie so weit steigen, dass die 0,5 V unterschritten werden. Der Wert, der sich dabei für die demodulierte Spannung einstellt, ist ungefähr 4 V.

Bei einer größtmöglichen AM-Modulation von 100 % hätte man maximale Werte von 8 V und minimale Werte von 0 V. Somit wird auch in einem solchen Fall die ZF-Endstufe T4 nie in die Übersteuerung geraten. Diese Spannung am Verbindungspunkt R33/R34 ist also ideal für die Regelung von AM-Empfang. Bei SSB-Empfang hat man allerdings keine Signale, die um einen Mittelwert schwanken, sondern solche, die kurzzeitig sehr hohe Werte und lange Zeit sehr niedrige Werte erreichen. Mit einer derartigen Regelung hätte man bei SSB-Empfang immer eine Übersteuerung. Hier ist eine Regelung notwendig, die auf die kurzzeitig sehr hohe Pegel schnell anspricht und nicht sofort bei niedrigen Pegeln die Verstärkung wieder hochregelt. Eine solche Regelung nennt man Hängeregelung. Um je nach Modulationsart die Regelung auf normale und Hänge-Regelung umschalten zu können, wird die Regelspannung erst durch die beiden Transistoren T9/T8 (BC308A/BC238A) geschickt, bevor sie zur Regelspannung V_REG wird. Die beiden Transistoren T9/T8arbeiten beide als Emitterfolger mit großen Emitterwiderständen. Während der PNP-Typ T9 eine positive Ablage zur originalen Spannung erzeugt, generiert der NPN-Typ T8 eine negative Ablage zu der daraus erstellten Spannung, womit sich die Ablagen gegenseitig aufheben. Am Verknüpfungspunkt T9/T8 kann ein Elko C42 (470µ/16V) über die Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) nach Masse eingefügt werden. Ist er eingefügt, kann sich seine Spannung über die Emitter-Kollektorstecke von T9 schnell abbauen; sie kann sich aber nur langsam über R37 (150 kOhm) aufbauen. D.h. die Regelung kann sich schnell auf große Pegel einstellen, aber nur langsam auf kleine Pegel. Die Schaltung funktioniert also als Hängeregelung für SSB-Betrieb. Ist der Elko C42 nicht am Verknüpfungspunkt T9/T8 angekoppelt, kann sich die Spannung über der Emitter-Kollektorstecke von T9 so schnell abbauen wie aufbauen. Die Schaltung funktioniert also alsnormale Regelung für AM-Betrieb. Die Regelspannung V_REG wird auch für die Vorstufen benutzt und deshalb auch über die Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) nach außen geführt.

Zum S-Meter-Ausgang: Um die Sekundärseite von IFT2 möglichst gleichmäßig zu belasten, also beide Halbwellen zu benutzen, ist die Diode D4 (1N4148) für das S-Meter so gepolt, dass die demodulierte Spannung positiv ist. Der Kondensator C28 (120p) wurde so gewählt, dass die gleichgerichtete Spannung auch bei den höchsten Modulationsfrequenzen noch der Hüllkurve des 9-MHz-Signals folgt. Dadurch ist gewährleistet, dass der S-Meter-Ausschlag sich nicht ändert, wenn eine AM-Modulation ein- oder ausgeschaltet wird. Damit verbleiben allerdings noch ZF-Reste auf dem demodulierten Signal. Diese werden mit dem nachfolgenden Filter aus R35 (33 kOhm) und C29 (120 p) unterdrückt. Bei höchstmöglicher Signalstärke schlägt das verwendete S-Meter bis zum Endanschlag aus.

Über den Widerstand R43 (10 kOhm) und C33 (3,3 p) verlässt das 9-MHz-Signal von der Sekundärseite von IFT2 zur SSB-Demodulation.

Die SSB-Demodulation

Für die SSB-Demodulation braucht man einen Hilfsträger, der oberhalb oder unterhalb des Nutzsignalbandes liegt. Das 9-MHz-Signal, welches das Nutzsignal ist, wird durch das Quarzfilter X1 (9MXF24D) auf eine Bandbreite von circa 2,3 kHz begrenzt. Im Idealfall sollte das Sprachfrequenzband (350 Hz... 2,65 kHz) dort gut hineinpassen.

Das Quarzfilter hat eine Mittenfrequenz von 9 MHz für den Durchlassbereich. Die Eckfrequenzen befinden sich im gleichen Abstand 1,15 kHz von diesen 9 MHz, einmal oberhalb und einmal unterhalb. Um das Nutzsignal wieder in das NF-Signal zu verwandeln, muss es mit einem Hilfsträger, dem BFO, multipliziert werden. Je nach Lage des SSB-Signals muss dieser Hilfsträger entweder oberhalb des Nutzsignals auf 9001,5 kHz liegen oder unterhalb auf 8998,5 kHz. Im ersten Fall hat man es mit einem SSB-Signal auf dem unteren Seitenband (LSB-Signal), im zweiten Fall mit einem auf dem oberen Seitenband (USB-Signal) zu tun.

Durch die Mischung vom Eingangssignal auf das ZF-Signal mit dem PLL-Oszillator auf der PLL-Platine wird die Natur des SSB-Signals verändert, sofern der PLL-Oszillator oberhalb der Nutzfrequenz liegt. Und das trifft für alle Empfangssignale von 0 bis 21 MHz, also bis zum 15-m-Band zu. Das bedeutet, aus einem USB-Signal am Antenneneingang wird ein LSB-Signal am Demodulator, bzw. aus einem LSB-Signal am Antenneneingang wird ein USB-Signal am Demodulator. Dazu kommt noch die Tatsache, dass alle Amateuraussendungen auf SSB unterhalb 10 MHz auf dem unteren Seitenband ablaufen und alle alle Amateuraussendungen auf SSB oberhalb 10 MHz auf dem oberen Seitenband. Für alle Empfangssignale oberhalb 22 MHz liegt der PLL-Oszillator unterhalb der Nutzfrequenz, weil er ja nicht über 32 MHz schwingen kann.In diesem Fall bleibt ein USB-Signal am Antenneneingang ein USB-Signal am Demodulator und umgekehrt.

Oftmals hat man es bei den SSB-Aussendungen mit Signalen zu tun, deren Mittenfrequenz nicht volle kHz-Werte hat, sondern im Bereich zwischen zwei vollen kHz-Werten liegt. Der PLL-Oszillator kann aber nur volle kHz-Werte annehmen. Das führt dazu, dass sich das SSB-Band dann nicht genau im Durchlassbereich des Quarzfilters X1 (9MXF24D) befindet. Dadurch wird das Sprachband etwas beschnitten, und der BFO muss in einem Bereich von 1 kHz verstimmbar sein um wieder an der richtigen Position bezogen auf das SSB-Signal liegen zu können.

Um dieses Hilfsträgersignal zu erzeugen, dienen die Transistoren T5/T6 (BF255). Sie erzeugen mit den Quarzen Q1 (8,9985MHz) und Q2 (9,0015MHz) ein frequenzstabiles Signal. Die Quarze arbeiten auf dem Grundton, benötigen also keine weiteren Schwingkreise. Um nur ein Signal auf der richtigen Frequenz zu haben, wird immer nur jeweils ein Quarzgenerator an Versorgungsspannung gelegt, je nachdem, ob ein Hilfsträger auf 8998,5 kHz oder auf 9001,5 kHz benötigt wird. Diese kommt einmal aus Pin6 und einmal aus Pin5 der Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF). Die Verstimmung der Quarzoszillatoren erfolgt mit den Kapazitätsdioden D1/D2 (BB130). Das Abstimmsignal kommt aus Pin13 der Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF). Das Abstimmsignal kann man am Testpunkt TP4 (V_BFO) bequem gegen Masse messen. Das Hilfsträgersignal wird an den Kollektoren der Transistoren T5/T6 (BF255) rückwirkungsarm abgenommen. Der Arbeitswiderstand ist R25, bzw. R26. Der Transistor T7 (BF255) puffert das Hilfsträgersignal noch einmal, bevor es anschließend über und C26 (3,3 p) gemeinsam mit dem Nutzsignal auf den Eingang des Produktdetektors T10 (BF240) gegeben wird. Das Hilfsträgersignal kann man am Testpunkt TP1 (BFO) bequem gegen Masse messen. Dieser Produktdetektor T10 (BF240) arbeitet wie ein Verstärker für HF und NF.

Die Versorgungsspannung wird einmal durch C35 (100n) geglättet (für HF) und einmal durch C39 (22µ/16V) (für NF). Das gleiche gilt für die Emitterspannung. Die Glättung erfolgt einmal durch C34 (100n) für HF und einmal durch C38 (22µ/16V) (für NF). Das BFO-Signal ist so stark, dass es T10 bis in den gekrümmten Teil der Kennlinie aussteuert (Großsignalansteuerung). Es ist damit auch viel stärker als das größte Nutzsignal. Durch diese Großsignalansteuerung wird ein Richtstrom erzeugt, der den Ruhestrom überlagert. Dieser Richtstrom erzeugt eine Richtspannunng, die an R38 (1k5) abfällt. Durch das Nutzsignal erfolgt eine Verstärkung, bzw. Abschwächung des Aussteuersignals von T10. Damit schwanken Richtstrom und auch Richtspannunng, deren Wechselanteil das demodulierte Signal darstellt. C36 (4n7) filtert die Anteile des ZF-Spektrums aus dem Signal heraus. Das demodulierte SSB-Signal verlässt dann über den Koppelkondensator C37 (100 n) und die Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) die ZF_NF-Platine zur Lautstärkeregelung.

In dem vorigen Absatz habe ich die Notwendigkeit erklärt, dass der BFO in einem 1 kHz breiten Bereich verstimmbar sein muss um immer an der richtigen Position, bezogen auf das SSB-Signal, liegen zu können. Um einen Quarzoszillator in einem Frequenzbereich von 500 Hz unterhalb seiner nominellen Frequenz bis 500 Hz oberhalb seiner nominellen Frequenz hin- und herziehen zu können, muss man die Serienkapazität in einem weiten Bereich ändern. Sie muss einmal kleiner als die nominelle Bürde sein und einmal größer. Die Verstimmung der Quarzoszillatoren erfolgt, wie erwähnt, mit den Kapazitätsdioden D1/D2 (BB130), welche in Reihe mit den Kondensatoren C52/C53 (10 nF) liegen. Die Kondensatoren halten die Abstimmspannung von den Quarzoszillatoren fern. Die erforderliche Verstimmbarkeit ist nur möglich, wenn die Abstimmspannung im Bereich 1...30 V variiert wird. Das geschieht durch einen externen Drehregler, der für beide Quarze eine gemeinsame Spannung bereitstellt.

Dieses Abstimmsignal liegt am Testpunkt TP4 (V_BFO) an. Die Quarze Q1/Q2 in den Quarzoszillatoren sind durch die Widerstände R49/R50 (1 MOhm) überbrückt. Die Widerstände beeinflussen die Schwingung nicht, aber sie verhindern, dass sich eine Gleichspannung an den Quarzen aufbaut. Das kann auf lange Sicht die Quarze zerstören. Bei der SSB-Demodulation wird das Hilfsträgersignal gemeinsam mit dem Nutzsignal auf den Eingang des Produktdetektors T10 (BF240) gegeben. Da das Nutzsignal von der Sekundärseite von IFT2 zur Erreichung der Linearität der Demodulation deutlich kleiner sein muss als das Hilfsträgersignal, liegt der Widerstand R43 (10 kOhm) in Serie zum Nutzsignal. Gleichzeitig verhindert R43 aber auch, dass das Hilfsträgersignal zu stark in den Demodulatorkreis eindringt, was einen ungewollten S-Meter-Ausschlag, sowie einen ungewollten Empfangs-Regelungseingriff hervorrufen kann.

NF

Die Lautstärkeregelung erfolgt durch einen externen Drehregler. Nach der Lautstärkeregelung wird das NF-Signal vom Schleifer des Lautstärke-Potentiometers zur Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) zurückgeleitet und über C45 (22 nF) und R45 (3,3 kOhm) zum Lautsprecherverstärker gegeben. Dieser wird mit dem IC2 (LM386) realisiert. C46 (220 pF) eliminiert letzte ZF-Reste auf dem NF-Signal. Die Verstärkung des IC2 wird mit R46 (100 Ohm) auf ca. 123 eingestellt. Die Spannungsversorgung des Lautsprecher-ICs erfolgt über R48 (10 Ohm) mit der 12-V-Betriebsspannung. Mit den beiden Elkos C50/C51 (470µ/16V) an beiden Enden von R48 wird die Versorgungspannung für das Lautsprecher-IC gesiebt, so dass es immer im sicheren Betriebszustand arbeitet. C47 (100 nF) und R47 (10 Ohm) tragen ebenfalls zur Betriebssicherheit des IC2 bei. Über C48 (220µ/16V), die Stiftleiste J3 (LS/Hörer) und eine externe Kopfhörerbuchse mit Schalter wird der Lautsprecher oder ein Kopfhörer angeschlossen. Parallel dazu liegt auch noch die Primärwicklung des Übertragers TR1 (3:1) am Verstärkerausgang. Das Signal an der Sekundärwicklung des Übertragers TR1 (3:1) hat nur noch ein Drittel der ursprünglichen Spannung und wird potentialfrei über die Stiftleiste J2 (PC) und eine externe Buchse mit der Soundkarte eines PCs verbunden zwecks Weiterverarbeitung auf digitaler Ebene. Durch den Übertrager können Störungen aus dem PC nicht in den Empfänger eindringen.

Spannung

Nun noch einige Angaben über die Stromversorgung der ZF_NF-Platine ZF_NF2. Diese erfolgt über die 20-Pin Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) mit ausschließlich +12V. Diese kommen von der Frontplatine. Die ZF_NF-Platine ZF_NF2 erzeugt aus diesen +12V die +5V_HF für den gesamten Empfänger, während die +5V, +12V und +30V von der Frontplatine kommen, die sie ihrerseits aus den Spannungsversorgungsbuchsen erhält. Die +5V_HF werden mit dem Spannungsregler IC1 (78L05) aus den +12V erzeugt. Der Widerstand R44 (56 Ohm) nimmt einen Teil der Verlustleistung bei der Stabilisierung auf. Die +5V_HF sind besonders störungsarm, weil sie nur Oszillatoren und ihre Puffer und nur ein Digital-IC versorgen. Dadurch haben die Oszillatoren besonders geringes Rauschen. Die +5V_HF werden auf der ZF_NF-Platine direkt nur für den Pufferverstärker mit T7 (BF255) benötigt. Die Spannung wird sonst über die Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) zur Frontplatine geführt, die sie über einen Schalter in der Frontplatte im Fall einer SSB-Demodulation wieder zurückschickt auf die ZF_NF-Platine. Dort wird dann je nach gewünschtem Seitenband einer der beiden Quarzoszillatoren in Betrieb genommen. Die PLL-Platine PLL2 erhält alle angeschlossenen Spannungen, unter anderem auch die +5V_HF. Sie verwendet diese Spannung erstens für den Oszillator aus T10 (BF245A) und L1, zweitens den Puffer T11 und drittens für den Dezimalzähler IC11 (74LS90).

Bild: Spulen2

Zuvor habe ich ein Foto von den beiden Spulen, die auf der ZF_NF-Platine enthalten sind, gezeigt. Es handelt sich um die Spulen IFT1 (9MHz/2) und IFT2 (9MHz/3). Die Spulen mit eigenem Resonanzkondensator haben als Prefix ein IFT. Als Nachtrag zur vorherigen Beschreibung sei noch gesagt, dass die Spulenkörper 4 Wicklungskammern haben, und die Halterungen von der Metallhaube die Nummern 7 und 8 im EAGLE-Device.

Bild: Frointplatte des Prototypen

Die Spulen haben immer drei Wicklungen, so dass meistens die vierte Wicklungskammer frei bleibt. Der Spulenkörper hat eine Rinne, in der die Zuleitungen zu einer Wicklungskammer frei laufen können, ohne von der Wicklung der darüberliegenden Wicklungskammer gedrückt zu werden. Die Seite mit den drei Kontakten gehört meistens zu einer Wicklung mit Anzapfung, die zu dem mittleren Kontakt (Pin 2) geht. Die Halterungen von der Metallhaube liegen immer auf Masse. Die Wicklungsrichtung ist egal, die Hauptsache ist, es werden alle Wicklungen zur nächsthöheren Nummer nur in eine Richtung gewickelt.

Es wird immer Wicklungsdraht 0,1 mm CuL verwendet. Zur Verbindung wird das Drahtende einfach um den Anschlussstift gewickelt und dann eine Zeit lang mit dem Lötkolben erhitzt, bis es nicht mehr raucht. Dann ist die Lackisolierung verbrannt. Die Reste der Isolierung kann man einfach von der Lötstelle abkratzen.

Zuerst wird die 2. ZF-Spule IFT1 (9MHz/2) beschrieben. Im Bild "Spulen2" ist das "9MHz-ZF-Spule I (Zwischenstufe)" unten. Die erste ZF-Spule ist bereits auf der PLL-Platine. Zuerst wird der Kondensator (120 pF) in die Mulde im Spulenfuß eingelegt. Die beiden Anschlüsse werden mit Pin 1 und Pin 3 verbunden. Dann wird die Wicklung 1 (10 Windungen) auf die oberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 1 zu Pin 2. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite der Pins 1 bis 3 laufen. Dann wird die Wicklung 2 (4 Windungen) auf die zweitoberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 2 zu Pin 3. Die Zuleitungen müssen halbwegs durch die Rinne auf der Seite der Pins 1 bis 3 laufen.

Schließlich wird die Wicklung 3 (2 Windungen) auf die drittoberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 4 zu Pin 6. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite der Pins 4 und 6 laufen. Nun wird die 3. ZF-Spule IFT2 (9MHz/3) beschrieben. Im Bild "Spulen2" ist das die "9MHz-ZF-Spule II (Demodulator)" oben. Zuerst wird der Kondensator (120 pF) in die Mulde im Spulenfuß eingelegt. Die beiden Anschlüsse werden mit Pin 1 und Pin 3 verbunden. Dann wird die Wicklung 1 (4 Windungen) auf die oberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 1 zu Pin 2. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite der Pins 1 bis 3 laufen. Dann wird die Wicklung 2 (10 Windungen) auf die zweitoberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 2 zu Pin 3. Die Zuleitungen müssen halbwegs durch die Rinne auf der Seite der Pins 1 bis 3 laufen. Schließlich wird die Wicklung 3 (4 Windungen) auf die drittoberste Wicklungskammer gewickelt. Sie geht von Pin 2 zu Pin 3. Die Zuleitungen müssen durch die Rinne auf der Seite der Pins 4 und 6 laufen.

Die Spulen wurden ursprünglich für 40-MHz-Schwingkreise gewickelt, mit doppelter Wicklung ohne Sekundärseite. Der Kondensator (120 pF) lag schon in der Mulde im Spulenfuß. Durch das Abwickeln musste er auch erst einmal entfernt werden. Aber danach kam er wieder an seinen alten Platz.

Die demodulierte Spannung für das S-Meter verlässt über die Stiftleiste J4 (Steuer-ZF-NF) die ZF_NF-Platine für die S-Meter-Anzeige auf dem S-Meter. Wenn man das S-Meter schon mal an die Platine provisorisch angeschlossen hat, kann man die Spulen bereits abgleichen, wenn die ZF_NF-Platine ZF_NF2 fertig aufgebaut worden ist. Man braucht dazu einen Messsender, der 9 MHz bei kleiner Signalamplitude liefern kann. Den schließt man an der 2er Stiftleiste J1 (ZF) an. Man gleicht dann beide Kerne auf maximalen Ausschlag des S-Meters ab. Falls man das S-Meter noch nicht angeschlossen hat, kann man den Abgleich auch später noch durchführen.

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Hinweis: Private Nutzung des Projektes und der Dateien - insbesondere der EAGLE-Dateien im Downloadbereich - ist nur nichtkommerziell für Funkamateure und SWL erlaubt, eine wie auch immer gelagerte kommerzielle Nutzung jeder Art ist verboten.


Download von Dateien zu diesem Projekt

In der Datei kw_rx1.zip sind die Original EAGLE-Dateien, Schaltbilder, Texte, Layout im Txt, TIFF- und PDF-Format mit Bestückungsplan und weiteren Materialien enthalten. Eine Freeware-Version von EAGLE gibts bei www.CadSoft.de zum Download (Freeware- bzw. Light-Version).

Und hier geht es zum Download.


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